LED资讯网

用于LED照明应用的单级返驰式一般led灯珠电源

统佳光电

择要

本文先容一种用于LED照明的75W单级电源,该电源接纳由临界导通节制模式节制的返驰式转换器拓扑设计,其主变压器的次级侧与LED灯串直接相连。这类返驰式转换器透过恒流回馈电路直接调治LED电流。本文描写的电路纵然无需输入电流感测以及输入电压前馈,仍能在宽阔的输入电流规模上得到很高灯珠价格led灯珠的功率因数。本文将透过构建以及测试一个原型试验装配,验证有关电路的有用性。

1.弁言

最近几年来,LED技能成长迅速,因为其具备高能效、较长命命以及绿色环保等上风,被视为最有潜力的下一代照明源。此外,LED技能还能节制色采、外形、照明模式和光芒自己。在室内或者街道LED照明运用中,需要一个把交流输入电压转换为直流输出电压的电源装备(power supply unit, PSU),并有多种差别的拓扑供选用。因为运用的功率限定,低功率LED照明的PSU一般可接纳单级转换器,而年夜功率LED照明运用则遍及接纳两级转换器。而本文将先容一种用于年夜功率LED照明的单级PSU。在这个方案中,功率转换器电路选用返驰式转换器拓扑,由于它不需要电感式输出滤波器;而主变压器自己就履行电感式滤波器的运作,并且输入以及输出级可被断绝。这类电路接纳临界导通模式(critical conduction mode, CRM) PFC节制器,无需检测输入电压以及开关电流,只需要输出电压回馈。透过75W单级返驰式转换器原型试验,本文对于上述单级PSU、节制方案以及回馈要领的可行性举行了阐发以及切磋。

2. 用于LED的单级返驰式转换器

2.1 基来源根基理阐发

图一 返驰式AC-DC转换器电路图

图一所示为一个返驰式交流直流(AC-DC)转换器的电路示用意。这裡同时需要恒压(constant voltage, CV) 以及恒流(constant current, CC)回馈电路,以免过载以及过压环境的发生。在LED照明中,输出老是满载,且LED的正向电压降会随LED结温的升高而削减。是以,在正常环境下,输出应该由CC模式节制,而CV模式只用于过压掩护。

图二  FAN7530的模组示用意

这裡,节制IC接纳了电压模式CRM PFC节制器FAN7530,其内部模组示用意如图二所示。在节制电路中,透过对于偏差放年夜器的输出与内部斜坡讯号举行比力来孕育发生开关讯号,故无需输入电压以及电流。在稳态时期,开关的导通时间是固定的,但关断时间是会转变的。是以,开关频率一定随输入电压的变化而变化,如图三所示。

图三  开关频率的变化

图四  理论波形

图四所示为低级侧开关电流、次级侧二极体电流以及闸极驱动讯号(gating signal)的理论波形。MOSFET Q 导通以及FRD Do 关断时在电流为零的前提下运作,而Q 关断以及Do导通时则在硬开关前提下运作。

在返驰式转换器中,变压器很轻易饱以及,由于变压器只在磁滞迴线的第一象限内运作。此外,假如转换器在临界导通模式下运作,其峰值电流会比持续传导模式下超出跨越许多。是以,铁芯间应留有空气隙以避免变压器饱以及。

若在单级AC-DC转换器中接纳返驰式转换器,因为MOSFET以及FRD的最年夜额定电压与变压器的匝数比紧密亲密相干,故此选择准确的匝数比N2/N1长短常主要的。在MOSFET的汲源额定电压Vdss 以及FRD的反向额定电压VR之间存在一种折中关係,而这类关係取决于变压器的匝数比。匝数比越年夜,需要的FRD直流反向电压VR也越年夜,MOSFET的Vdss 则越小。相反,较小的匝数比会致使MOSFET的电压应力更高, FRD的 VR 削减 。

图五  VDS /VR 与匝数比一致

图五显示了MOSFET的Vdss 以及FRD的VR 之间的折中关係。由公式Po=ηVinIin可知,最年夜输入电流Iin(max) = Po/ηVin。假如开关频率fs 弘远于交流线频率fac ,在开关时期,可把输入电流看做是恒定的。

若要界说变压器的激磁电感,就必需先界说最长开关周期。当载入最小输入电压时,最长开关周期就会在输入电流的峰值点呈现。最年夜输入电流以及开关峰值电流界说以下:

在这裡

变压器低级侧电压VT界说以下:

故磁化电感可由下面的算式求患上:

MOSFET的电压应力为

这裡,Vsn 是缓冲电路(snubber circuit)的最年夜电容电压,Vf (N1Vo/N2) 是返驰电压,VLr 是变压器的泄电感上的振铃电压(ringing voltage)。正常环境下,VLr 约莫是返驰电压的1.5倍。FRD的最年夜反向电压以及正向峰值电流响应为:

2.2  缓冲电路设计

在返驰式转换器关断的刹时,Lleak 与 Coss之间的谐振会孕育发生过年夜的突波电压,对于MOSFET造成损耗。以是必需按捺这个突波电压,而插手缓冲电路则可以避免MOSFET妨碍呈现,如图六所示。

图六  缓冲电路设计

缓冲器的钳位电压为:

是以,

缓冲电路的最年夜功耗由下面的算式决议:

最年夜功耗为:

这裡,vc=Vf +Vsn 。故阻抗Rsn为:

缓冲电路的最年夜涟波电压由下面的算式求患上:

缓冲器电容越年夜,电压涟波越小,但功耗会随之增长。以是,选择准确的参数值是十分主要的。一般而言,比力合理的选择是:缓冲电压为返驰电压的1.5倍,涟波电压为50V。

3.  试验成果

为了验证上述电路的有用性,咱们构建以及测试了一个75W原型试验装配。

图七  75W原型试验装配的照片

表一 电气参数

图八  VGS、VDS 以及 Id的试验波形

图九  输入电压以及电流的试验波形

图十 输入电压为265Vac时的汲源电压以及开关电流

图十一  负载变化下的输出电压以及电流

试验装配的照片如图七所示。其电气参数见表一。图八别离给出了110Vac 输入以及 220 Vac 输入环境下专利led灯珠VGS、VDS 以及Id 的试验波形,由图可看出,开关电流波形与输入电压尖峰吻合精良。图九给出了110 Vac 输入以及220 Vac输入前提下的输入电压以及电流。110 Vac以及220 Vac前提下的功率因数别离为0.997 以及 0.955。

为了按捺Lleak 以及 Coss之间的谐振引起的MOSFET突波电压,RCD缓冲电路是不成或者缺的。缓冲电路的电压约莫是返驰电压的1.5倍,涟波电压预计为50V。缓冲电路的电阻以及电容由下面的公式决议。

图十三 效率比力

由此可知,终极选择了三个 2W 71kΩ电阻、一个4.7nF/1kV电容,和一个UF4005(UFRD)来组成缓冲电路。图10所示为最年夜交流输入电压为265V时,汲源电压电流的波形。电压涟波测患上为54V,最年夜电压应力为720V,这注解现实成果与计较所患上十分靠近。然而,若最年夜电压为720V,则需要额定电压为 800V 的 MOSFET以应付宽输入电压规模。图11所示为负载变化时的输出电压电流波形。在100%、75%, 50% 以及 25%的负载前提下,输出电压涟波别离为1.76V、1.37V、0.94V 以及 0.49V。100%负载前提下的最年夜涟波是正常输出直流电压的3.67%,并不雅察到120Hz的电流涟波。

不外,因为输出电流是持续的,加之120Hz的涟波频率已经充足高,肉眼是不会看到闪耀征象。图12给出了输入电压为110 Vac, 以及 220 Vac时,效率特征随负载变化的曲线。在110Vac输入时,中等负载前提下测患上的最年夜效率为85.17%,而在220Vac输入时,满负载前提下测患上的最年夜效率为85.95%。图十三所示为LED照明的单级返驰式转换器原型试验装配所接纳的恒定电压以及恒定电流模式回馈电路。因为LED的正向电压降会随结温的升高而削减,LED串必需由恒定电流模式驱动。图十四所示为原型试验装配的V-I 特征。成果清晰显示,对于于所有的电压前提,恒定电流节制都可以或许很好地驱动输出。

图十三 恒定电流以及恒定电压回馈电路

图十四  输出V-I 特征

4.总结

本文先容了一种用于年夜功率LED照明运用的单级返驰式转换器,并阐发了其运作道理。即便该电路布局简朴,也可以在整个输入电压规模上得到跨越0.95的高功率因数。咱们构建了一个试验装配以验证这类LED照明单级返驰式转换器的有用性。试验成果显示,最年夜功率因数以及最年夜效率别离可达99.7%以及85.95%。


标签:LED照明

alfa